為移相全橋逆變部分的 Simulink 仿真電路。負載等效至原邊用等值電阻代替，仿真主要調節諧振電容和諧振電感的參數，以滿足所有開關管的零開通和軟關斷。依次為開關管驅動波形、橋臂上電壓波形和橋臂上電流波形。其中驅動波形中從低到高分別為開關管1、2、3、4的驅動波形（四個驅動的幅值有差別只為了便于分辨，實際驅動效果是相同的）。同一橋臂上兩開關管驅動有4μS的死區時間，滯后橋臂相對于超前橋臂的滯后時間為12.5μS。橋臂上是串聯的3a電阻和100μH電感，如果不存在移相，則橋臂上的電壓應該是*有死區時間是0。由于移相角的存在，電壓占空比進一步減小，減小的程度對應是移相角的大小。分壓式電壓傳感器測量簡單，測量精度較高，但對分壓電阻要求具有穩定的溫度特性。珠海化成分容電壓傳感器服務電話

磁體自身電阻較小，加在磁體兩端的高電壓在磁體中產生大電流，產生強磁場。但由于磁體電阻不可能為零，在通過瞬間的大電流時，磁體本身會瞬間發熱產生高溫，其自身的電阻也會隨著溫度的升高進一步增大，增大的電阻在大電流通過時更進一步發熱。如此，為了真正讓磁體通過脈沖式高穩定度大電流，并不能簡單給磁體配置一個脈沖式高穩定度的電壓源，而是需要一個脈沖式、紋波小、可控、快速反應的電源。強磁場磁體的電源不用于其它裝置的供電電源，在需要產生磁場的時候，電能以很快的速度釋放至磁體產生強磁場。由于瞬時功率很大，若從電網中取電必然會對電網造成沖擊。故而需要電源系統在較長時間內儲存大量的能量，然后以此儲能電源系統作為緩沖來為實驗提供大功率的瞬時電能。惠州循環測試電壓傳感器出廠價其原理與變壓器類似，實現了對原邊電壓的隔離測量。

微分時間常數一般先取值為0，當系統的控制效果不夠好的時候，可以跟設定比例積分常數和積分時間常數的方法一樣，***選定最大值的0.3倍左右。PID環節的參數設定完成后，將參數代入程序內部，根據實際實驗的數據進行聯調。如圖4-10所示為PID子程序執行流程的框圖，將系統設定的信號和采集到的信號作差得到偏差值，利用得到的偏差值根據上述比例、積分和微分三個環節的計算得到移相角，輸出給驅動模塊控制開關管。然后將本次計算得到的偏差值作為下一次PID計算的偏差值的初值，等待中斷然后循環進行PID的計算，實時調節輸出電壓。

輸出濾波電容 C 和輸出電壓中的交流分量關系很大。由于 C 和負載并聯，再加 上容抗的頻率特性， 頻率較高的電流成分主要通過 C，負載中流過的很少。C 兩端的 電壓Vc 除直流分量Vo 外,還有交流分量，與輸出電壓紋波大小對應。為了減小紋波， 加大 C 是有好處的，但過分加大沒有必要。Lf是輸出濾波電感量，fs是開關頻率，Vpp是輸入直流電壓比較大，脈動值，Vo(min)是輸出電壓最小值，Vin(max)是輸入電壓最小值，K是高頻變壓器變比，VL是輸出濾波電感紋波壓降，VD是輸出整流二極管的通態管壓降。代入各個參數值計算可得cf=9.4UF。通常，在串聯電路中，高阻抗的元件上會產生高電壓。

若設定比較器周期值為T1PR，當啟動計數器計數時，計數寄存器T1CNT的值在每個周期由0增加至T1PR然后再減為0，如此循環。在每個周期中當出現T1CNT=T1CMPR和T1CNT=T2CMPR時，則相應的PWM波就會發生電平轉換。每一個周期中，當T1CNT=0時會產生下溢中斷，當T1CNT=T1PR時會產生周期中斷。由此，當發生下溢中斷和周期中斷時我們分別進入中斷重新設置比較寄存器T1CMPR和T2CMPR的值就可以改變PWM波發生電平轉換的時間，通過改變T1CMPR和T2CMPR之間的差值大小就可以改變兩對PWM波的相位差，如此便實現了移相。在試驗中我們是固定比較寄存器T1CMPR的值，在每一次周期中斷和下溢中斷時改變T2CMPR的值來實現移相。電壓傳感器是一種用于計算和監測對象中電壓量的傳感器。寧波循環測試電壓傳感器聯系方式

有兩種主要類型的電壓傳感器: 電容式電壓傳感器和電阻式電壓傳感器。珠海化成分容電壓傳感器服務電話

由移相全橋電路的拓撲結構圖可以看到，四個橋臂上每個開關管都并聯有諧振電容，諧振電容的存在可以實現開關管的零電壓關斷。所以我們只需要關心開關管的零電壓開通，要實現開關管的零電壓開通，必須在開關管觸發開通前，有足夠的能量中和掉諧振電容上的電荷，并且要完成該開關管同一橋臂上另一開關管諧振電容的充電，同時還要有能量去抽走變壓器原邊寄生電容中儲存的能量。超前橋臂上兩個開關管工作狀態是相同的，**是開通關斷時間的存在先后， 可以選取其中的T2 管分析。 T2 管觸發開通的前一個狀態，滿足零電壓 開通則須在觸發開通時與T2 并聯的續流二極管D2 已處于導通狀態，這就要求此時諧 振電容C2 已經放電完成。珠海化成分容電壓傳感器服務電話